Der Verpolungsschutz mit MOSFET ist schon nicht schlecht, und hat eher weniger Spannungsverlust (und damit Verlustwärme) als mit Shottkydiode - nur geht halt ein N-MOSFET nur an der negativen Seite und so im Plan im Datenblatt auf der neg. Seite (zwischen GND und dem IC) ist das halt nur eine halbe Lösung - mit Diode wird es da auch nicht besser.
Die Filterung mit R23 C4 ist schon gut so. Es könnte eventuell aber hilfreich sein noch zusätzlich eine Filterung vor dem OP oder in der Verstärkerstufe zu haben. In der Stufe wäre es mit Kondensatoren parallel zu R7 und R8 (sollten schon beide sein wenn die Gleichtaktunterdrückung voll erhalten werden soll). Davor wären es möglich mit Aufteilen von R3 und R5 und dann zwischen den Widerständen oder jeweils nach GND.
Na gut, ich seh's ein, mit dem P-MOSFET ("verkehr herum") ist es wohl doch am besten. Aber wo schließe ich das Gate an? Ich raff das irgendwie nicht
Mir ist aufgefallen, dass die Beschaltung des OP ja viel einfacher geht, weil man ohne MOSFET zwischen Shunt und GND den OP ja als ganz normalen nichtinvertierenden Verstärker schalten kann. Und an den Eingang einfach das RC-Glied gegen GND. Brauchts dann zusätzlich das RC-Glied am Ausgang auch noch?
Das Gate vom MOSFET kommt an GND, bzw. zur Begrenzung der Spannung an einen Spannungsteiler zwischen GND und Drain.
Die alte Version der OP Schaltung war nicht nur komplizierter, sondern hatte sogar einen Fehler : die Anschlüsse am Shunt waren falsch herum, die Ausgangsspannung wäre negativ - sofern der OP das zugelassen hätte.
Wenn man die beiden Anschlüsse tauscht, ist der Unterschied auch nicht mehr so groß - es fehlt jetzt der eine Widerstand, der das Eingangssignal ein bisschen runter teilt, und der GND Anschluss ist halt nicht mehr beim Shunt eingezeichnet, auch wenn er auch in der neuen Schaltung da sein sollte. Die Frage ist also ob man den einen Widerstand mehr haben will, für eine Differenzverstärkung und damit weniger Einfluss von Spannungsabfall an der GND Leitung. Das RC Glied am Ausgang des OPs hat schon einen Vorteil weil es Rückwirkungen des ADs auf den OP reduziert. In der neuen Schaltung wäre auch noch ein Kondensator parallel zu R3 hilfreich, um die Verstärkerschaltung selber langsam zu machen.
MOSFET-Sache: Das Gate hängt jetzt auf ~-15V. Das sollte ja passen, oder?
OP: Oh ja stimmt, der war falsch herum.. Habs jetzt geändert und die Widerstände R3 und R1 aufgeteilt und einen Kondensator dazwischen. Passt die Schaltung jetzt so? Wie müsste man denn die Bauteile dimensionieren, also vor allem C4 und C6? Und sollte man noch ein RC-Glied zusätzlich ganz hinten an den Ausgang?
So wie die Schaltung ist, könnte man sich das aufteilen der Widerstände wohl schon sparen - macht bei der gedrehten Form weniger Sinn. Das RC Glied am Ausgang wäre mir lieber. Auch bringt C4 so eine Störung auch auf den Inv Eingang. Ein Kondensator nach GND hält dagegen die Störungen ganz vom OP fern. Den Kondensator C4 kann man dann einfach Parallel zu R4 setzen.
Die Dimensionierung sollte so sein, dass C4 = C6 und R4 = R2 und R1=R3. So super genau muss es bei den Kondensatoren nicht sein - das Gleichtaktsignal ist ja eher klein. Die Passende Grenzfrequenz richtet sich danach was der µC mit dem AD einlesen soll. Wenn es um den mittleren Strom geht, dann eher etwas mehr Filtern also etwa R4*C4 = 1 ... 10 ms , also etwa 10 K und 100 nF...1 µF. Viel mehr als 100 nF wird von der Baufor vermutlich schlecht - 1 µF als Keramik ist von den Eigenschalten oft nicht so toll. Damit es nicht zu nichtlinear wird lieber einer für 25 V oder mehr. Wenn der µC dagegen den Spitzstrom oder so erfassen soll, dann halt eine höhere Grenzfrequenz so etwa R4*C4 = 5 bis 10 µs also 10 K und 500pF ... 1 nF - dann aber auch ein schnellerer OP (>=1 MHz). An den Ausgang des OPs eher so mit 5-10 K und ähnlicher Kapazität, aber bevorzugt nicht weniger als 10 nF - da dann lieber 10 nF und 1 K als 10 K und 1 nF. Ob man den Kondensator dann auch wirklich bestückt ist ggf. noch eine andere Frage.
Soweit mal vielen Dank...
Zur Gegenfrequenz von R4/C4 bin ich grad etwas verwirrt: Hier sind ja Kondensator und Widerstand parallel. Ich dachte, bei einem RC-Glied, bei dem man mit T = R * C die Zeitkonstante berechnet, sind die beiden so verschaltet. Dann müsste man ja R1/C4 (im neuen Schaltplan) nach der gewünschten Zeitkonstante auslegen, oder?
Für sich betrachtet ist es richtig, dass R4*C4 nicht die Grenzfrequenz festlegt. Da ist es tatsächlich C4*(R3 ||R4) die passende Zeitkonstante - nicht wegen der Frage in Reihe oder Parallel, sondern es ist einfach die Impedanz des Spannungsteilers - deshalb auch die Parallelschaltung der Widerstände, was im wesentlichen vom kleineren R3 =R1 dominiert wird.
Für den Differenzverstärker als ganzes sind es allerdings C4=C6 und R4 = R2 die die Grenzfrequenz festlegen. Auch wenn es vielleicht anders aussieht ist das ganze nur ein Tiefpass 1.Ordnung. Der Hauptteil kommt von C6 und R2 - das man bei C4 und R4 die selben werte hat sollte vor allem dafür das die Gleichtaktunterdrückung gut bleibt und die Tiefpasswirkung auch weiter zu hohen Frequenzen wirkt. Die Tiefpasswirkung vor dem nicht inv. Eingang des OPs ist da mehr ein schöner Nebeneffekt.
So wie die Schaltung ist, hat man 160 Hz Grenzfrequenz von der Schaltung um den OP und dann noch einmal 16 kHz vom RC Glied dahinter.
Also irgendwie raff ich das nicht mit der Zeitkonstante, weder in noch nach der Schaltung.
In der Schaltung: wenn t = C4 * (R3 || R4) = 100n *(1k || 10K) = 100n * 0,91k = 0,091 ms = ~10 Hz
Und nach dem OP: ??
Von der Anzahl/Beschaltung der Bauteile kann man das jetzt so lassen? Die Werte kann man ja auch festlegen, wenn das Layout fertig ist.
Von den Teilen kann man das so lassen - bei den Werten würde ich wohl noch was ändern. So passen die beiden Filterstufen halt noch nicht so ganz zusammen. Für ein langsame Strommessung sollte der RC Filter hinter dem OP langsamer werden, also etwa 5 K und 100 nF. Für ein schnelle Strommessung sollte der Filter um den OP schneller werden, also etwa 1 nF statt 100 nF.
Der Filter nach dem OP ist recht einfach mit der Zeitkonstante R11*C9 , zur Zeit also 10 µs, was etwa 16 kHz entspricht.
Die Schaltung um den OP hat mit den Werten oben. Halt eine Zeitkonstante von R2*C6= 10 K * 100 n = 1 ms, was etwa 160 Hz entspricht. Dabei wirkt C6 für den Frequenzbereich von etwa 160 Hz - 1,6 kHz - da ist dann die Verstärkung am OP schon fast 1 und kann nicht mehr weiter abnehmen. Da setzt dann die RC Kombination mit C4 und R3||R4 ein mit einer Zeitkonstante von etwa 91 µs, was etwa 1,7 kHz entspricht. Gerade wenn die Widerstände/Kondensatoren paarweise gleich sind, verhält sich der Differenzverstärker wie ein einfacher Tiefpass 1. Ordnung.
Je nachdem wie groß die Störungen an der GND Seite des Shunts sind, könnte man C4 ggf. auch größer machen - das gibt mehr Filterwirkung, aber halt auch weniger Unterdrückung für Störungen am Shunt.
Ahhh... habs verrafft mit Zeitkonstante und Gegenfrequenz... alles klar, vielen Dank.
Hier im Anhang noch die Layouts, gibt's dazu noch Kommentare?
Es fehlen noch:
- die durchkontaktierten Löcher, um den VNH3SP30 an VCC und die beiden Motor-OUTs anzuschließen. Gibts es dafür eine gute Lösung? Vias? Durchkontaktierte Löcher (Fischer Leiterplatten)? Die Löcher sollten halt nicht "verschlossen" sein, damit man den VNH3SP30 über die Pads auf der Unterseite festlöten kann.
- Kühlflächen an den Motor-OUTs, links und rechts von der H-Brücke. Mit einem Polygon schaff ich das irgendwie nicht. Auch wenn ich das Polygon auf den gleichen Namen setze, mach es "Isolations-Abstände".
Weiß jemand, wieso der VNH3SP30 aus der st-microelectronics Bibliothek (die bei Eagle dabei ist), einen Footprint hat, bei dem unter den großen Pads auf der Unterseite nicht flächig "tStop" aufgetragen ist sondern nur so Punkte? Wäre es nicht besser, hier würde vollflächig blankes Kupfer auf der Leiterplatte sein?
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