ZitierenDie gesammte Spannungsverstärkung sollte um Ku=1 sein. Ich rechne das grob als Rc/Re, z.b. für T3 ist es R3/R4 weil R2 für AC durch C2 und C3 mit GND kurzgeschlossen ist. Fur T3 wird es RL/R5 und für T2 ist klar.
MfG
Das sieht wie eine Totempole Stufe aus, also wie der Ausgang der TTL ICs. Wie sich das analog verhält wird interessant. Immerhin konnte man die einen 7400 ja auch analog als Verstärker missbrauchen, so schlimm wirds also nicht sein.
Ich frage mich etwas wodurch die Verstärkung definiert wird. Für eine Berechenung sollte man mit 100 Ohm Last rechen, denn man hat jeweils 50 Ohm als Wiederstand vor und hinter dem Kabel (wenn man es NF maäßig sieht). HF mäßig 50 Ohm vor dem kabel und dann die 50 Ohm Leitungsimpedanz, macht auch 100 Ohm.
Wenn ich Zeit habe werde ich das wohl mal simulieren, sieht interessant aus.
Die gesammte Spannungsverstärkung sollte um Ku=1 sein. Ich rechne das grob als Rc/Re, z.b. für T3 ist es R3/R4 weil R2 für AC durch C2 und C3 mit GND kurzgeschlossen ist. Fur T3 wird es RL/R5 und für T2 ist klar.
MfG
Die Simulation gibt bei mir etwa -0,6 dB als Verstärkung bis etwa 150 Mhz. Allerdings mit 2N3904 als Transistor, also mehr ein NF universaltransistor. Allerdings gibts auch etwas an Überhhöhung bei rund 100 MHz.
Nur die Eingangsimpedanz geht schon relativ früh (40 MHz) runter.
Das sieht so gut aus, dass ich es schon aufbauen könnte. Es sollte mit den Transistoren BFR91A viel höher gehen.
Ich habe dazu noch eine Eingangstufe skizziert und grob dimmensioniert. Sie sollte Eigangsipedanz um 1 MOhm haben.
Die gasamte Spannungsverstärkung für jede Halbwelle unabhängig lässt sich noch, falls nötig, durch kleine Änderungen von R5 und R7 trimmen, so das die Spannung am Ausgang gleich der Eingangspannung ist.
Wenn du den ganzen Tastkopf noch schnell simulieren könntest, dann würde ich noch mit dem Aufbau warten. So wie ich das sehe, würde ich wahrscheinlich irgendein Simulationsprogramm erlernen müssen um mir jede menge Zeit zu ersparen.
Übrigens, meine Bezeichnung der Bauteile bezieht sich immer auf die zuletzt gepostete Schaltung.
MfGCode:+---+------------------+------+----------------o +5V | | | | | | R4.-.| | | X 4,5 mA 220| ||10mA| | | '-'V | | | | | | | +-----+-----+ | C1 | | C3 |+ | C4 | X 40mA |/ | \-/ - -.R5 | <---||--+---| T1 | | - | |270 | | |> | | | '-' | | | |/ === === | |/ | +-| T2 GND GND +----| T4 | |> C2 | |> RL 51 | | |/ | __ | +--||--+-----+---| T3 +---+-|__|-+ | | | | |< | | | | | | | | |/ | === | | | | +----| T5 | GND | | | | | |> | | | | | | | | R1.-. R2.-. R3.-. | R6.-. R7.-. | 2M| | 1k| | 1k2| | | 270| | 51| | | '-' '-' '-' | '-' '-' | | | | | | | | +---------+------+-----|-----+------+---|-----------o -5V | __ __ | +-|__|--+--|__|--+ R8 560 | R9 560 --- --- C5 alle Transistoren | sind BFR91A === GND
Im Prinzip geht die Schaltung wohl so. Der Arbeitspunkt wird etwas besser wenn R4 kleiner wird, z.B. 100 Ohm. Auf R3 kann man eigentlich verzichten, den Gleichspannungspegel kriegt man ja auch schon über R8/R9.
Die Eingangsstufe wird zumindest in der Simulation (mit 2N3904) deutlich besser mit einem Widerstand (<= 100 K) von der Basis von T2 nach -5V. Sonst scheint T1 mit zu wenigs Strom zu laufen und damit langsam zu werden.
Ein Problem ist allerdings, das die Eingangsimpedanz schon bei 1 MHz deutlich abnimmt (ca. 100 KOhm bei 1 MHz, kapazitiv -> 1-2 pF).
Soweit ich die Ergebnsisse richtig verstehe scheint sogar das Rauschen ausgesprochen niedrig zu sein bei ca. 6 nV/Sqrt(Hz) bei niedrigen Frequenzen und einem Peak bis etwa 12 nV/Sqrt(Hz) bei 60 MHz.
Edit:
So gut sieht es doch nicht aus: Die beiden Transistoren am Ausgang scheinen doch mehr gegeneinander zu arbeiten als zusammen. Man kann jedenfall den unteren Transistor auch gegen eine Stromquelle Austauschen ohne das sich viel tut. Da ist wohl noch etwas Optimierung nötig.
Ich habe noch mal etwas mit der Simulation gespielt:
Die schaltung oben ist schon ganz gut, inclusive R3. Mein Kompliment zu dem Entwurf.
Allerdings hat man mit einem Abgeschlossenen 50 Ohm Kabel 100 Ohm als impedanz. Und der Plan oben ist für 50 Ohm Last gemacht. Mit 100 Ohm Last kommt die Schaltung schon schlechter klar. Mit 100 Ohm Last könnte man natürlich alle Widerstände verdopplen und mit entsprechend weniger Strom arbeiten.
Aus der Simulation kommt heraus, das man für 100 Ohm Last ganz gut mit etwas Verstärkung arbeiten kann. Dazu R5 = 470 Ohm und R6 = 150 Ohm. R3,R8,R9 habe entspreched der kleineren Last etwa verdoppelt.
Das gibt dann eine knapp 3 fache Verstärkung. Ungefähr so wie man sie für den Tastkopf brauchen wird.
Um die Eigangstufe deutlich schneller zu machen, werde ich auf den T1 verzichten um frequenzstabilere Eingangsimpedanz zu haben. Ich habe mir schon gedacht, dass die Eingangsimpedanz, durch paralell zum hohem R1 existierende Montagekapazitäten, mit der wachsender Frequenz immer niedriger wird.
In der folgender Schaltung sollte die Impedanz > 1 MOhm und die niedrigste Frequenz um 10 Hz sein. Für kleinere Frequenzen braucht man nur C1, C2 und eventuell C3 vergrössern. Die hohe Eingangsimpedanz wird von einer Bootstrap Schaltung am Eingang erzeugt.
Ich werde die C2 und R3 weglassen und den Emitter von T2 direkt mit der Basis von T3 Verbinden. Die R8, R9 und C5 werden auch enfernt und den Arbeitspunkt der Ausgangsstufe (0 V am Ausgang ohne Signal) dann mit dem R3+P und R2 (auf der folgender Skizze) eingestellt. Nach dem Eintellen, wegen HF, sollte der Trimmpoti P durch einen SMD Widerstand mit ermiteltem Wert ersetzt werden.
Ich habe die Schaltung geändert und werde sie schon aufbauen und testen (siehe Code). Es können bei der praktischer Realisierung der Schaltung immer noch Änderungen wegen nicht genau bekannten Montagekapazitäten und ß von Transistoren nötig sein (zum Berechnungen wurde bisher ßmin = 40 angenommen).
Die Anpassung der Ausgangsstufe an Koaxkabel durch R8 wird erst nach fertiger Montage gemacht und anschliessend die gesamte Verstärkung mit R5 und R7 eingestellt. Dabei sollte die Summe R4+R5 unverändert bleiben.
So wie der Besserwessi geschrieben hat, wird man das Kabel beiseitig anpassen müssen mit dem R9 51 Ohm Abschlußwiderstand am Oszilloskop.
MfGCode:+---------------+------+----+----+------o +5V | | | | | | R4 .-. | C5 - |+ C6 | 220| | | µ1 - \-/ 220µ | '-' | | | | | | +----+ X 0,7mA X 10mA | | | | | === | +----+---+ | GND | | | | X 30mA | C3 |+ - C4| | C1 µ3 | 100µ\-/ - µ1| | |/ | | .-.R5 | <---||--+--| T1 === === | |270 | | |> GND GND '-' | Alle Transistoren R1.-. | | |/ sind BFR91A 47k| | | +----| T3 '-'C2 | | |> R8 RG 174 Oszi | | |/ | __ _____ _____ - +-||-+-------------| T2 +-|__|-(____(-(____(-+-(o) | µ3 | ^-2,3V |> | | | | - | .-. | |/ === |.-. | | | |R3 +----| T4 GND || | |R9 | '-'3k3 | |> |'-' |51 | | | | +--+------+ | | | R2.-. .-. P R6.-. R7.-. | | | +-+--+ 47k| | | |<-+"0" 270| | 51| | C7- |+ C8 === | '-' '-'1k| '-' '-' µ1- \-/ GND === | | | | | | | 220µ GND +----+---+-----------+------+----+--+--------o -5V
Mit einem zusätzlichen Widerstand gegen -5 V ist die erste Stufe gar nicht so schlecht. Der Widerstand sollte auch sonst kaum Probleme machen. Die Eingangskapatzität ist auch gar nicht so schlimm. Der impedanzabfall entsprich halt ca. 2 pF, das geht doch schon. Eventuell könnte man damit sogar ganz auf einen FET am Eingang verzichten und hat dann auch weniger ESD Probleme. Als wesentlichen Nachteil sehe ich da ein reltiv hohes Stromrauschen, das stören sollte wenn der zu Messende mehr als etwa 1-10 KOHm an Impedanz hat. Das sollte bei hohen Frequenzen aber sehr selten sein.
Wenn man ohnehin noch eine FET-stufe davor hat, sollte der eine Transistor am Eingang aber wohl ausreichen.
Ich habe nochmal über die Funktion der Endstufe nachgedacht:
Bei einer Verstärkung von 1 macht die Schaltung noch relativ wenig sinn. Zum einen liegt die volle Spannungsamplitude auch an R7 an, und könnte genausogut da abgegriffen werden, auch ganz ohne T3. Als andern ist dann auch die Aufteilung des Stromes recht ungleich und T3 trägt kaum zum Ausgang bei. Den Ausgang stelle ich mit als 2 VErstärker vor, die jeder für sich eine Last treiben könnten: einmal T2 + T3, das liefert ein relativ niederohmiges Ausgangssignal definiert durch R5/R6. Die andere Hälfe sind T2,T4 mit R7 und dem Lastwiederstand. Das gibt ein eher hochohmiges Ausgangssignal mit einer Verstärkung die durch Rlast/R7 definiert wird, wobei man die Last wohl auch noch zur Hälfe den beiden teilen zurechnen sollte. Im Idealfall sollten die beiden Teilschaltungen die Arbeit gelichmäßig teilen, also den gleichen Verstärkungsfaktor haben. Dabei würde ich R7 nur ungern wesentlich größer machen. Mit R7=50 Ohm hatte der Signalweg über T2,T4 eine Verstärkung von 4 bei 100 Lastwiderstand. Ensprechend sollte auch der andere Signalweg eine gleiche Verstärkung habe. Um die Verluste durch die Abschlußwiderstände auszugleichen braucht man ohnehin eine Verstärkung von wenigstens 2. Für eine geringeres Gesamtrauschen wäre auch etwas zusätzliche Verstärkung nicht schlecht.
Ein weiterer Punkt der mir aufgefallen ist, ist, das man eigentlich gar keine bipolare Spannungsversorgung braucht, wenn man den Ausgang Kapazitiv koppelt, wie im der vorherigen Schaltung eingezeichnet. Die wesenliche Schwierigkeit wäre wohl ein passender Koppelkondensator, um keine zu hohe Grenzfrequenz zu bekommen. Unter 10 kHz untere Grenze wären ja schon nicht schlecht.
Die Ausgangsstufe scheint auch ziehmlich weit aussteuerbar zu sein, die ersten Grenzen werden da schon der maximale Strom des BFR91 und eventuell die Verlustleistung sein, besonders wenn man auf eine kleinere SMD Form umsteigt. Man könnte die Versorgungsspannung also durch aus noch etwas senken, z.B. auf +-4 V.
Hallo Besserwessi!
Ich habe eine geteilte Versorgungapannung gewählt, weil der benötigte Kopplungskondensator für 10 Hz bei 50 Ohm Last ca. 330 µF beträgt und für nedrigere Frequenzen noch mehr. Ich brauche den Tastkopf eigentlich nur für HF bis max. 150 MHz, da bei niedrigen Frequenzen die Belastug der zu messender Schaltung durch üblichen 10:1 Tastkopf mit ca. 12 pF ohne Bedeutung ist.
Ich habe mit dem Aufbau noch nicht angefangen, weil ich noch nicht sicher bin, ob die Eingangsstufe mit dem Bootstrap wirklich optimal ist. Und grössere Änderungen in einer auf kleiner Lochrasterplatine mit SMD aufgebauter Schaltung sind praktisch nicht möglich. Vielleich könntest du es noch simulieren. Wenn es nicht gut wäre, würde ich neue Lochrasterplatine nehmen müssen.
Die max. Ausgangsamplitude der Ausgangsstufe hängt von den Versorgungsspannungen ab. Angeblich kann man bei +/- 5V um 4 Vpp noch bekommen und das finde ich fast optimal, da am Oszilloskop nur die Hälfte davon wird. Ausserdem mit der senkender Spannung wachsen ale innere Kapazitäten der Transistoren und man die ganze Ausgangsstufe für jede Verorgungsspannung neu dimensionieren muss, da die Arbeitspunkte der Transistoren nicht stabiliesiert sind. Sonst wäre die Schaltung viel komplizierter und der Tastkopf sollte möglichst klein sein. Aber die +/- 4V halte ich noch nicht als zu nedrig, weil die Ausgangsstufe noch 2 Vpp liefern können sollte und der Tastkopf wird sowieso aus einem externem stabiliesiertem Netzteil versorgt. Bei unsimetrischer Spannungsversorgung würde ich lieber als Ausgangsstufe eine Kaskode verwenden.
Wenn man mit 0,5 Vpp zufrieden wäre, könnte man am Eingang gleich einen FET nehmen, der sicher weniger als die bipolare Transistoren rauscht. Ich möchte gerne wissen, was du dich von so einem aktivem Tastkopf wünschst. Wir sollen, wenn möglich, eine Kompromislösung finden, die zufriedenstellend für uns beide wäre.
MfG
Den aktiven Tastkopf würde ich nur bis etwa 30 Mhz brauchen, mehr macht mein Oszilloskop nicht. Die untere Grenzfrequenz ist relativ egal, merklich unter 1 kHz wären aber schon gut, dann könnte man noch das interne Kalibriersignal nutzen.
Eine extrem niedrige Kapazität wäre mir weniger wichtig, eher schon etwas ESD Schutz. Mit 5 pF könnte ich schon noch gut leben.
Das unangenehme mit ESD ist unter anderem auch, das kleinere Pulse den Eingangstransistor nur schädigen können, man also nicht gleich einen völligen Ausfall hat, sondern nur schlechte Daten.
Vom Rauschen hätte ich schon gerne eher niedrige Werte, und etwas (z.B. 6-10 dB) interne Verstärkung wäre auch weniger das Problem, wenn dadurch das Rauschen kleiner wird. Es muss also nicht unbedingt 1:1 sein.
Ein Bereich bis etwa 1-2 Vpp wäre schon ganz gut, mehr wäre kaum nötig, dann kann man ja auch mit einem Teiler am Eingang gut messen.
Ein 1 V Signal messen zu können wäre sicher nicht verkehrt.
Bei nur 30 MHz Bandbreite bietet sich natürlich ein schneller OP an. Wenn man die andere Schaltung aber erst mal hat, gehts natürlich auch diskret. Mit SMD Teilen in Größe 0805, notfalls auch mal 0603, hätte ich keine Probleme. Um das ganze klein zu kriegen halt auch die meisten transistoren als SMD, bis auf den Eingang, damit man den schneller wechseln kann.
Edit:
Das Bootstrapping scheint nicht viel Einfluß zu haben, zumindest nicht bei dem eher langsamen Transistor. Der Effekt ist eher bei der unteren Grenzfrequenz.
Wenn man die Schaltung rein Diskret aufbaut, könnte ich ja einfach etwas langsamere Transistoren nehmen, der Rest kann ja im wesenlichen so bleiben. Für 30 MHz reicht ja noch fast ein BC548 / 2N3904 aus. Wenn die Simulation so stimmt wäre das schon fast gut genug was ich da rauskriege:
ca. 9 dB Gain, -3 dB bei 30 Mhz, -0,5 dB bei 24 MHz
bis fast 4 V pp, Rauschen ca. 10 nV/SQRT(Hz)
Eingang ca. 1 Mohm, 4 pF
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