Projekt: Sinuswechselrichter [12V --> 230V]

[Bazillus]

Der Sinus wird mit 256 8bit PWM Werten pro Halbwelle generiert, danach wird die Hochvolt H - Brücke umgepolt, und die negative Halbwelle ausgegeben. Eine höhere Frequenz würde durchaus einige Vorteile, jedoch auch massive Nachteile, wie etwa höhere Schaltverluste, mit sich bringen. Ein erhöhen der PWM Frequenz ist nur noch bei der Sinusausgabe, mit diesem Controller, möglich. Die Schaltfrequenz der Trafo PWM ist bereits, mit 32KHz an ihre Grenzen gestoßen.

Hallo!

Induktivitäten werden zur EMV-Reduktion wohl noch an mehreren Stellen im Wechselrichter zu platzieren sein Hast du dir schon mal sämtliche schaltenden Bauteile, die Spannungen und Ströme durch den Wandler am Oszi angeschaut? Hier würde man zB Überschwinger oder steil ansteigende Ströme sehen!

Zu den Schaltverlusten: Ich habe einmal einen PWM-Wandler von 12 auf 70 Volt gebaut mit 110 KHz Schaltfrequenz, und mit deinem Treiberpaar BD139/BD140 pro Mosfet noch immer einen Wirkungsgrad von über 90 Prozent erreich - also so schlimm dürfte das nicht sein!

Wie hast du denn die Wicklungszahlen für den Trafo berechnet?

Mfg

Michael

[locked]

Hallo,

ich denke, um der EMV Problem (innerhalb des Wechselrichters) Herr zu werden, wird das Mittel der Wahl, eine ausreichend gute Schirmung sein. "Induktivitäten an mehreren Stellen" würden zwar eventuell steil ansteigende Ströme dämpfen, und damit Induktive Einkopplungen vermindern, jedoch bleibt das Problem der sehr steilen Schaltflanken (0V auf 340V) und der damit verbundenen kapazitiv eingekoppelten Ströme, weiterhin bestehen.

Womit ich noch einmal auf die Schaltverluste zurückkomme. Bei 70V mögen 110KHz kein Problem sein (Schaltwandler im Bereich von 5V arbeiten bei 2MHz noch sehr effektiv), jedoch bei 340V und zu hoher Frequenz treten massive Schaltverluste auf, da die Leistung bekanntlich mit dem Quadrat der Spannung steigt.

Die Windungszahl für den HF Trafo habe ich zuerst mittels Formeln aus meinem alten Grundlagen Skriptum berechnet, die übertragbare Leistung des Ferritkerns, mit dem Tool "Ferrite Magnetic Design" von Epcos.
Jedoch nach weiteren Recherchen im Internet, bin ich auf folgende Seite gestoßen, welche die Berechnung, sowie die Ferritauswahl wesentlich vereinfacht.

Ich hoffe, du hältst uns mit deinem Projekt am laufenden

mfg
Roland

[sigo]

@Locked und Bazillus:

Es gibt einige AVR-Controller, die eine weit höhere PWM-Frequenz können. Hab die Typen vergessen, aber ihr findet sie auf der Atmel Site. Die sind extra für Netzteilanwendungen und gehen bis 300kHz oder so.

Sigo

[avion23]

ich habe herausgesucht für mich:
- attiny25: 4x 8bit-pwm bei 250kHz mit integriertem deadtime generator
- attiny26: 2x 8bit-pwm bei 250kHz 10 A/D Wandler
- atmega48: 6x 8bit-pwm bei k.A. wievielen hz.

Siehe auch
http://www.atmel.com/dyn/products/pa...&Direction=ASC

[locked]

Hallo,

ich habe schon einmal ein Applikation mit einem dieser Controller gesehen, die sind wirklich nicht schlecht, jedoch haben die leider nur wenig SRAM was aber für Spannungswandler reichen sollte. Ist halt nur die Frage, ob man diese Controller irgendwo günstig herbekommt.

Mfg

[ari2605]

Hallo locked,

Dein Beitrag liegt zwar schon etwas zurück, aber ich bin beim stöbern nach Sinus-Wandler-Projekten auf dieses gestoßen.
Ich hätte mal eine Frage zum Zerhacken der Gleichspannung: Wie werden die beiden Brücken für die Primärseite des Trafos genau angesteuert?
Ist es so, daß die "IN"-Eingänge mit der 32kHz-Frequenz beaufschlagt werden und die PWM über die "En1"-Eingänge gemacht wird. Dann würde nach dem Abschalten der Spule in den Lücken der Strom durch die Freilaufdioden weiterfließen.
Ich hatte daran gedacht, die IN-Eingänge quasi mit einem phasenverschobenen PWM-Signal zu speisen, dann würden die Brücken bei unterschiedlichen Logikpegeln den Trafo mit Spannung versorgen und bei gleichen Logik-Pegeln in den Lücken den Trafo-Primärseitig quasi kurzschließen (beide Enden entweder an + oder an -). Dann würde der Strom nicht über die Freilaufdioden sondern über die MOSFET's fließen.
Wäre nett, wenn Du mir die Programmierung des AVR für die PWM kurz erläutern könntest.
P.S.: Hast Du die EMV-Probleme eigentlich gelöst? Ich hätte gedacht, dass es eine Masse-Schleife zwischen Wechselrichter und RS232-Host gibt. Vielleicht hätte man die RS232 mit Optokopplern galvanisch trennen sollen.

Gruß, Andreas

[locked]

Hallo Andreas,

Die Hardware-PWM des Timers 0 des ATMega8 wird im "Phase Correct Mode". Die beiden Register der PWM-Kanäle werden jeweils mit dem PWM-Wert und dem invertierten PWM-Wert geladen. Um die Invertierung des einen PWM-Kanals auszugleichen, wird dieser Ausgang als invertierter Ausgang konfiguriert. Durch diese etwas komplizierte Konfiguration ergibt sich an den beiden PWM-Pins eine phasenverschobene, symmetrische PWM, welche jedoch nur bis zu Hälfte ausgesteuert werden darf. Die beiden PWM-Signale haben also stets dasselbe Pulspausenverhältnis, jedoch um 180° verschoben. Ist das eine Signal gerade in der Low-Phase, ist das andere gerade in der Hi-Phase und vice versa. Das geht natürlich nur solange, bis die PWM 50 % überschreitet, da sich danach die Signale überlagern und es keine gemeinsame Lo-Phase mehr gibt.
Jedes PWM-Signal wird nun einer Halbbrücke zugeführt, welches auch bereits die Pulsweite des Transformators vorgibt. Weiteres werden beide Signale UND-verknüpft und mithilfe dieses Signals alle MOSFETs geöffnet (Treiber werden abgeschaltet). Dadurch ergibt sich das für einen Gegentaktwandler typische Signal, siehe Wikipedia ( Gegentaktflusswandler )
Der Magnetisierungsstrom, der im Kern gespeichert ist, fließt in der "Pause-Phase" (alle MOSFETS offen) über die Sekundärseite in den Zwischenkreiskondensator, und wird somit nicht vernichtet. Betreibt man die einzelnen PWM-Kanäle mit einem Tastverhältnis von über 50 %, so werden beide PWM-Pins nie mehr Low und die Treiber werden nicht mehr abgeschaltet. Zwar funktioniert der Wandler dadurch nach wie vor, jedoch besteht die Pause in diesem Fall nicht mehr aus dem Öffnen der MOSFETS, sondern aus dem schließen der beiden oberen. Dadurch wird der Magnetisierungsstrom des Trafos kurzgeschlossen und langsamer abgebaut.

Beste Grüße,
Roland.

[ari2605]

Hallo Roland,

danke für Deine Antwort. Inzwischen ist mein Projekt schon ziemlich weit fortgeschritten, die Eingangsseite funktioniert auch schon; incl. Zwischenkreisregelung. Leider habe ich mir 2 Hochvolt-MOSFET's zerschossen Aus Deinem Projekt konnte ich viele wertvolle Informationen entnehmen (Strommessung, Ladungspumpe für OPV- top!). Die Ansteuerung auf der Eingangsseite habe ich dennoch etwas anders gemacht, ich erzeuge zwei 50kHz-Rechteck-Signale und die Phasenverschiebung wird durch die PWM geregelt -> 0%PWM Signal ist gleichphasig, 100% PWM Signal ist gegenphasig. Da der Wandler nur die Differenz "sieht" kann ich ihn damit auch 0-100% aussteuern. Als Vorteil sehe ich, dass in jeder Brücke immer ein MOSFET durchgeschaltet ist und die Freilaufdioden kaum beansprucht werden. Der /SD Eingang ist somit immer aktiv.

Viele Grüße, Andreas

[locked]

Hallo Andreas,

Es freut mich, dass Dir mein Projekt nach nunmehr über vier Jahren etwas weitergeholfen hat. Ja, das Lehrgeld für Ersatzbauteile musste ich ebenfalls bezahlen, auch wenn es überschaubar war. Das liegt vermutlich in der Natur der Thematik .

Deine Methode der Ansteuerung der Hochstrombrücken finde ich interessant. Womit erzeugst Du die phasenverschobenen Rechtecksignale, speziell bei dieser hohen Frequenz? Ein 8-Bit-Mikrocontroller fällt hierführ wohl aus.

Nun, ob es wirklich ein Vorteil ist, dass immer ein MOSFET der Halbbrücken geschlossen ist, ist fraglich. Wie gesagt wird der im Transformator gespeicherte (auch wenn der Kern, wie benötigt, keinen Luftspalt hat) Magnetisierungsstrom so über die beiden oberen bzw. beiden unteren Transistoren kurzgeschlossen und als Wärmeenergie abgebaut. Öffnen in der "Pause" jedoch die Transistoren, so kann der Magnetisierungsstrom primärseitig in die Stützkondensatoren zurückfließen bzw. sekundärseitig in den Ausgangskreis. Die Magnetisierungsenergie wird somit nicht vernichtet, sondern genutzt. Klar, es macht jetzt keinen großen Anteil am Gesamtstromverbrauch aus, jedoch war bei meinem Wandler der Unterschied durchaus messbar, da es mir mit der beschriebenen Methode möglich war, den Wandler in den "Pausen" sowohl mit geschlossenen als auch mit geöffneten MOSFETS zu betreiben.

Beste Grüße,
Roland.

[ari2605]

Hallo Roland,

das ist sozusagen der Vorteil, dass ich erst jetzt mit dem Projekt angefangen habe; inzwischen gibt es die ATMEGA 48/88/168 - Serie die ebenfalls mit bis zu 20MHz betrieben werden können und einen einstellbaren Max-Wert für den Timer0 haben (der macht bei mir die Eingangsseite). In diesem sog. CTC Mode setze ich den Max-Wert des Timers auf 200, d.h. der Timer wird bei 200 wieder auf 0 gestellt. So habe ich eine PWM-Grundfrequenz von 100kHz bei 20MHz Quarz und einem Vorteiler von 1. Die PWM kann in 200 Stufen eingestellt werden (0..199) das ist mehr als ausreichend für die Regelung. Das 100kHz PWM-Signal speist nun 2 D-Flip-Flops, welche als Kippglieder geschaltet sind (der /Q-Ausgang geht auf den Eingang). Die Ausgänge der FF's speisen die Brückentreiber. Das eine FF kippt bei steigendem PWM-Signal das andere bei fallendem PWM-Signal. Bei PWM 0 erzeugt der ATMEGA eine ganz kleine Nadel, d.h. FF2 kippt ganz kurz nach FF1. Das erzeugt fast Gleichphasigkeit. Bei max. PWM von 199 entsteht im Gegenzug nur ein ganz kurzer Low-Impuls, d.h. FF2 kippt erst ganz spät nach FF1 - das erzeugt fast Gegenphasigkeit. Durch diese Frequenzteilung erhalte ich meine 50kHz. Mir ist bewusst, das falls das PWM-Signal mal statisch ist die FF's nicht mehr kippen würden was wahrscheinlich zur Zerstörung der Eingangsseite führen würde, da der Trafo dann quasi mit Gleichspannung beaufschlagt wird. Den Fall gilt es SW-technisch zu verhindern!

Ich bin mir nicht sicher, ob durch diese Ansteuerung wirklich mehr Energie vernichtet wird; ich stelle mir das so vor: solange der Trafo das gegenphasige Signal sieht fließt ein steigender Strom in den Trafo. Dieser Strom induziert die Sekundärspannung. Wenn die beiden Signale gleichphasig werden, wird die Primärseite des Trafos kurzgeschlossen; entweder über beide unteren oder beide oberen Brückentransistoren. Durch die Trafo-Induktivität fließt der Strom nun noch eine Zeit weiter und fällt dabei langsam ab; das sollte ebenfalls eine (entgegengesetzt gepolte) Sekundärspannung induzieren welche über den Gleichrichter im Zwischenkreis-Elko landet. Im I'net habe ich dazu folgenden Beitrag gefunden:

http://www.joretronik.de/Web_NT_Buch...apitel8_3.html

"8.4.1. Phase-Shift-PWM-Wandler
Bei Verwendung von Vollbrücken-Flusswandler lässt sich die Vollbrücke auch in ganz anderer Weise ansteuern als dies mit den üblichen PWM-Steuer-ICs möglich ist: Statt mit variabler Einschalt- und Totzeit werden die beiden Halbbrückenzweige mit konstanter Frequenz, Einschalt- und Totzeit betrieben. D.h., beide Halbbrücken erzeugen eine Rechteckspannung mit einem stabilen Tastverhältnis von 50%. Die Steuerung der Energiezufuhr erfolgt durch eine variable Phasenverschiebung zwischen den Rechteckspannungen der beiden Halbbrückenzweige. Die Primärspule des Trafos "sieht" nur die Differenz zwischen den beiden Rechteckspannungen. Diese Differenz kann null sein, wenn die Rechteckspannungen gleichphasig sind oder sie ist maximal, wenn die Spannungen gegenphasig sind. Zwischen diesen Extremen ergibt sich eine von der Phasenverschiebung linear abhängige Einschaltdauer der Spannung an der Primärspule."

Viele Grüße, Andreas