Archiv verlassen und diese Seite im Standarddesign anzeigen : [H-Brücke] Wozu Hysteresen-Steuerung?
Hallo zusammen,
ich entwickele gerade eine Motorsteuerung über eine H-Brücke mit dem HIP4080A.
Anstelle einer Ansteuerung der 4 erlaubten Brückenzustände (A-Side high/B-Side low, A-Side low/B-Side high, beide low, beide high) erfolgt hier die Steuerung über HEN, IN+ und IN-.
Im Datenblatt und den AN wird dazu eine Hysterese-Schaltung mit einem OP verwendet, die anscheinend die Ströme der beiden Brücken miteinander vergleicht. Durch die Erklärung hierfür steige ich nicht ganz durch, kann mir jemand erläutern, was es damit auf sich hat?
Warum steuert man die 4 o.g. Zustände nicht einfach über 2 Pins an?
Viele Grüße,
Rodney
Moin Rodney,
ich verwende auch Endstufen mit dem HIP.
Die Schaltung mit dem OP mist die Ströme der Brücke über Shunts und erzeugt am Ausgang das Signal für eine Überstromabschaltung.
Kannst Du aber auch weglassen wenn Du auf den Schutz verzichten möchtest.
Die Ansteuerung über nur ein Signal mit dem Inverter für die andere Halbbrücke ist eine saubere Sache. 128 PWM ist Stillstand, 265 ist 100% vorwärts und 0 ist 100% Rückwärts. Die Lasungspumpen im HIP sollten aber ´möglichst nicht dauerhaft mit 1 oder 0 angesteuert werden also 0 und 256 PWM. Besser minimal 1 und maximal 255. Das ist besser für das Leben der MOSFETs.
Mit dem HEN kannst Du die Endstufe freischalten wenn die Steuerung hochgefahren ist und wenn eine 128er PWM am Eingang liegt.
Slowly
Die Schaltung mit dem OP mist die Ströme der Brücke über Shunts und erzeugt am Ausgang das Signal für eine Überstromabschaltung.
Kannst Du aber auch weglassen wenn Du auf den Schutz verzichten möchtest.
Hm, im Datenblatt klang es eher so, als wenn es dabei um eine Minimierung der Schaltverluste geht?
One advantage of this (-> der Hysterese-Steuerung) is that when currents are largest, switching losses are a minimum, and when switching losses are largest, the dc current component is small.
Die Lasungspumpen im HIP sollten aber ´möglichst nicht dauerhaft mit 1 oder 0 angesteuert werden also 0 und 256 PWM. Besser minimal 1 und maximal 255. Das ist besser für das Leben der MOSFETs.
Hm, laut Datenblatt liefert die interne Ladungspumpe ca. 30uA. Ich verwende als Mosfets den IRF1404, da liegt der "Gate-to-Source Leakage" Strom bei max 200nA. Damit bin ich doch auf der sicheren Seite, dass die Ladungspumpe ausreicht, oder?
Viele Grüße,
Rodney
Hm, was es mit der Hysterese auf sich hat weiß ich nicht. Es hat wohl eher etwas damit zu tun, das beide Halbbrücken immer gepulst werden und es ein eigenes Thema ist was mit der Motorinduktivität passiert.
Das mit der Hysterese steht doch nicht im Original Datenblatt oder? :-)
Der OP ist auf jeden Fall für die Strombegrenzung gedacht.
Bei mir begrenzt die OP Schaltung den Strom auf 20A.
Der Ladungspumpenstrom reicht wohl aus aber die Ladepumpe muß pumpen und brauch dafür einen Impuls. Also nicht ohne eine anliegende pulsende PWM betreiben, also keine 0% und keine 100%
Das sind nur Erfahrungsinfos.
Was baust Du denn?
Slow
Das mit der Hysterese steht doch nicht im Original Datenblatt oder? :-)
w
Original Datenblatt Seite 4 "Typical Application (Hysteresis Mode Switching)"
In den Application Notes wird es dann genauer beschrieben, nur fehlt mir da die "Warum"-Erklärung.
Wie hast du denn deine Strombegrenzung auf 20A berechnet, was für Widerstandswerte?
ja, ich sehe... Ich bin beim falschen HIP gewesen da in meinen Endstufen HIP4082 verbaut ist. War wohl zu spät gestern. ;-)
Die Frage was es mit der Hysteresensteuerung kann ich tatsächlich nicht beantworten. Schau Dir aber noch die Datenblätter und Application Notes für die HIP4081 und 4082 an und google Dir HIP4081 (Bilder). Da findest Du einige Beispiele wie Du eine Endstufe mit dem HIP bauen kannst.
Slow
Ich finde folgendes Datenblatt:
http://www.intersil.com/data/fn/fn3658.pdf
sowie folgende Appnote:
http://www.intersil.com/data/an/an9404.pdf
Hm, im Datenblatt klang es eher so, als wenn es dabei um eine Minimierung der Schaltverluste geht? AN9404.3 hat folgendes geschrieben::
One advantage of this (-> der Hysterese-Steuerung) is that when currents are largest, switching losses are a minimum, and when switching losses are largest, the dc current component is small
Diesen Satz kann ich im verlinkten DB nicht finden, es gibt wohl verschiedene Versionen. Ich kann auch nicht unmittelbar einsehen, warum es verlustärmer sein soll hohe Ströme zu schalten als kleine Ströme.
"Hysteresis mode switching" ist offenbar eine Schaltungsversion, wobei der als "IN" gekennzeichnete Eingang als Analogeingang genutzt wird ist. Je nach vorgegebener Spannung bei IN wird ein Laststrom geregelt. Eine Laststrombegrenzung ergibt sich bei geeigneter Dimensionierung von selbst. Die Regelung erfolgt durch (freischwingendes) Hin- und Herschalten zwischen den Stromrichtungen.
Weder das Datenblatt noch die Appnote sind sonderlich hilfreich bei der Dimensionierung, das soll man sich wohl selbst herleiten.
Hm, laut Datenblatt liefert die interne Ladungspumpe ca. 30uA. Ich verwende als Mosfets den IRF1404, da liegt der "Gate-to-Source Leakage" Strom bei max 200nA. Damit bin ich doch auf der sicheren Seite, dass die Ladungspumpe ausreicht, oder?
Auch hier habe ich schon deutlichere Worte in Datenblättern gefunden, aber mit dem was ich so finde, sehe ich das auch so. Die Bootstrap Diode sorgt dann wohl für den zusätzlichen Strombedarf bei höheren Schaltfrequenzen.
"Hysteresis mode switching" ist offenbar eine Schaltungsversion, wobei der als "IN" gekennzeichnete Eingang als Analogeingang genutzt wird ist. Je nach vorgegebener Spannung bei IN wird ein Laststrom geregelt. Eine Laststrombegrenzung ergibt sich bei geeigneter Dimensionierung von selbst. Die Regelung erfolgt durch (freischwingendes) Hin- und Herschalten zwischen den Stromrichtungen.
Weder das Datenblatt noch die Appnote sind sonderlich hilfreich bei der Dimensionierung, das soll man sich wohl selbst herleiten.
Das ergibt Sinn, danke für die Erklärung! Die Strombegrenzung lasse ich so erstmal weg.
Im Anhang habe ich meine aktuelle Schaltung eingefügt. Es wäre super, wenn ihr da mal rübergucken könntet.
Ich werde eine 10kHz PWM verwenden. Als Last nutze ich einen 24V / 750W DC Motor. Nennstrom 33A, maximaler Blockierstrom: 120A.
Viele Grüße,
Rodney
Die bootstrap Dioden sind falsch herum.
Häufig findet man auch Widerstände vor dem Gate im unteren zweistelligen Ohmbereich. Das soll wohl den Serienschwingkreis aus Gatekapazität und induktiver Zuleitung soweit bedämpfen, damit das Gatepotential nach einem Umschaltvorgang genauer definiert ist. Eine verringerte Anstiegszeit der Gatespannung wird dabei in Kauf genommen.
Am besten, Du googelst Dir noch ein paar andere Schaltpläne und vergleichst mit Deinem Entwurf.
Hessibaby
26.05.2010, 10:05
Vergleiche mal Deine Schaltung mit dieser
Die bootstrap Dioden sind falsch herum.
Häufig findet man auch Widerstände vor dem Gate im unteren zweistelligen Ohmbereich. Das soll wohl den Serienschwingkreis aus Gatekapazität und induktiver Zuleitung soweit bedämpfen, damit das Gatepotential nach einem Umschaltvorgang genauer definiert ist. Eine verringerte Anstiegszeit der Gatespannung wird dabei in Kauf genommen.
Stimmt, die Dioden waren wirklich falsch herum.
Vor die Gates schalte ich jetzt noch jeweils 6.8 Ohm Widerstände.
Vergleiche mal Deine Schaltung mit dieser
Was mir hier nicht ganz klar ist, warum schaltet der Ersteller parallel zu den Gatewiderständen die Zenerdioden? So wird ja augenscheinlich der Gatestrom über die Zenerspannung limitiert. Warum?
Ich verwende nun als Treiber den HIP4081A, da ich die Strombegrenzung nicht brauche. Hierbei wird die linke Brücke als Richtung verwendet, daher ist entweder immer High oder Low; die rechte Seite wird über PWM angesteuert.
Meint ihr, die aktuelle Schaltung (siehe Anhang) kann so schon funktionieren? Wirkungsgrad ist erst einmal vernachlässigbar, es muss nur stabil laufen :)
Viele Grüße,
Rodney
molleonair
29.05.2010, 18:01
Über dem Gate liegen keine Zener Diode sondern Schottkydioden
diese sollen den Abbau der Gatespannung beschleunigen
Über dem Gate liegen keine Zener Diode sondern Schottkydioden
diese sollen den Abbau der Gatespannung beschleunigen
Okay, verstehe ich es also richtig, dass man hier
a) eine Diode verwendet, um beim Abbau der Gatespannung den Widerstand "brücken" zu können, dh. der parallel ohmsche Widerstand wirkt nur beim Aufbau der Gatespannung um einen Schwingkreis zu verhindern
b) man verwendet eine Schottky-Diode aufgrund des kleinen Spannungabfalls sowie der schnellen Recovery-Time?
Vielen Dank schonmal!
molleonair
29.05.2010, 21:29
ja genau so
somit ist beim Umpolen der Brücke der eine FET schneller gesperrt als der andere leitet.Es wird so also eine kleine totzeit zur sicherheit gegen Querströme eingebaut.
Wobei man das glaub ich beim HIP gar nicht bräuchte der hat sowas schon integriert (einstellbare deadtime)
schönen Abend noch
PS
gib mal Bescheid wie die Brücke läuft.Hab auch mal eine mit dem HIP angefangen bin aber dann auf IR3313 umgestiegen
t.Es wird so also eine kleine totzeit zur sicherheit gegen Querströme eingebaut.
Wobei man das glaub ich beim HIP gar nicht bräuchte der hat sowas schon integriert (einstellbare deadtime)
Genau, die dead-time kann man schon über einen Widerstand an den Mosfet anpassen. Nagut, aber ist ja nicht schlecht, wenn er möglichst schnell abschaltet ;)
Ich werde mich mal melden, wenn das ganze aufgebaut ist.
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