ladungspumpe mit zu wenig saft

[_maddin]

hallo

ich habe eine ladungspumpe für mein GLCD gebastelt, die aus 5V ca. -22V im undbelasteten zustand macht. also PWM pin an mega644 => Basis von PNP und NPN transistor, damit hohe stromstärken gewährleistet sind und dann eine 5 stufige ladungspumpe für negative spannungen -5*5 - Verluste = -22V.
Für mein GLCD reichen schon -15V aus, im belasteten zustand (ca. 3,3 mA stromfluss) bricht die spannung aber auf -3...-8 V ein.

die kondensatoren sind 100uF, die dioden irgendwelche standart dioden.
schaltung : http://www.holger-klabunde.de/dcdc/picdcdc.htm (mit komplementär transistoren davor)
als pumpfrequenz habe ich alles mögliche 50Hz ~ 5KHz versucht, ich habe noch nicht rausgefunden wie man die richtige freq ausrechnet.
kann es daran liegen, das ich keine schottky dioden genommen habe (hab irgendwelche gegriffen die ich gerade 10 mal da hatte) oder ist es ohnehin illusorisch eine ladungspumpe mit 3...4mA zu belasten ?
es würde dem glcd auch ausreichen, wenn die spannung auf -13V zusammenbricht, dann wäre ich schon glücklich, tiefer aber möglichst nicht.

MfG maddin

[Besserwessi]

Das sollte auch mit normalen dioden gehen. Wenn die Frequenz ziehmlich hoch ist, sollten es aber keine ganz langsamen wie 1N4001 sein. Normale 1N4148 oder 1N914 gehen aber, wenn der Strom nicht zu hoch wird. Mit shottkeydioden gibt es ein klein wenig mehr Spannung (ca. 0.2 V je Stufe).

Die 3-4 mA sind durchaus noch per Ladungspumpe zu liefern, auch wenn es bei 5 Stufen schon an der Grenze ist, wo sich ein Schaltregler anbietet.
Da scheint irgrndwo eine Fehler in der Schaltung zu sein, denn eigentlich sollte das bei 100µF und 1 kHz bis etwa 25 mA liefern können. Wie sieht denn die treiberstufe aus ? Wenn da zu viel Spannung verloren geht, kann natärlich hinten nicht viel rauskommen. Eventuell wäre auch ein Widerstand sinnvoll um den Strom zu begrenzen, die 100µF können schon zu viel für einen BC548 oder so werden.

[_maddin]

Auf den Dioden steht drauf
TFK BY
201 / 2
=====(kathodenstrich)
ich konnte über google nichts genaueres rausfinden um welche dioden es sich handelt.
Schaltung:



|----5V
+--------|PNP BC557
| |<---+
| |
150Ohm-+ +-----OUT
| |
| |----+
+--------|NPN BC547B
|>---0V


An den 150 ohm ist der pin vom uC dran.

[_maddin]

sorry das klappt so nicht mit dem schaltplan, in manchen foren sind die leerzeichen beim nachricht erstellen genauso groß wie sie dann später in der nachricht auch sind... naja ich denke es ist trotzdem klar, was gemeint ist

[PICture]

Hallo _maddin!

Deine Transistorstufe ist fehlerhaft. Wenn die beide Basis zusammen verbunden sind, wird der pnp Transistor nie gesperrt, weil auf der Basis vom npn höchstens um +0,6V seien kann. Du mußt für jeden Transistor einen oder besser zwei Widerstände anwenden (siehe Code). Die Widerstände sind nicht kritisch, sollten aber nicht kleiner als 1k sein.

MfG

Vcc
R1 +
__ |
+-|__|-+
| 4k7 |
| |<
+----|
| |\
.-. |
| |R2 |
vom µC '-'4k7 |
_ _ | |
_| |_| |_ >------+ +-----> zur Kaskade
| |
.-.R3 |
| |4k7 |
'-' |
| |/
+----|
| R4 |>
| __ |
+-|__|-+
4k7 |
===
Gnd

[Besserwessi]

Bei dieser Schaltung besser noch zwie kleine Widerstände (ca. 10-50 Ohm) in Serie zum Kollektor der beiden Transistoren. Damit wird der Strom begrenzt für den umschaltzeitpunkt. Beim Reset sind die Ports für einige Zeit hochohmig, und die Schaltung würde für diese Zeit beide transistoren durchschalten. Auf R1 und R4 kann man dann auch verzichten, oder müßte die relativ genau berechnen, damit nicht gleichzeitig beide tarnsistoren sperren. Richtig wären eher R1=R4= 0.25*R3 .

[PICture]

Die Widerstände R1 und R4 sind überhaupt nicht kritisch, sie verbessern nur das Sperren. Die Spannung auf denen ist gleich Ube jeweiligen Transistors also nicht grösser als ca. 0,6V. Je kleiner sie werden, um so schwerer wird den Transistor zum leiten bringen. Praktisch ist es am besten, wenn sie gleich oder grösser den seriellen in Basis sind (R2 und R3). Hochohmige Spannungsquelle kann die Transistoren wegen R1 und R4 nicht zum Leiten bringen.

MfG

[Besserwessi]

Bei der Schaltung wird bei einem hochohmigen Eingang sich eine Spannung von etwa 2,5 V einstellen. Bei den gegeben Widerstandswerten würde damit beide Tarnsistoren leiten. Die Transistoren würde jeweils ungefähr 0,25 mA Basisstrom kriegen. Wenn die Verstärkung nicht zu hoch ist, würde das noch gerade gut gehen, bei hoher Verstärkung eher nicht.

[_maddin]

danke für die antworten !

erste frage : PICture, wie hast du so eine super schaltskizze hinbekommen ?

zweite frage:
>>Wenn die beide Basis zusammen verbunden sind, wird der pnp Transistor nie gesperrt, weil auf der Basis vom npn höchstens um +0,6V seien kann.

Warum ? aus dem uC kommt doch ein rechtecksignal. als bei high liegen doch dann 5V an der basis.

ich werds mal ausprobieren obwohl ichs noch nicht ganz verstehe.

[_maddin]

noch ne frage: für R1-R4 sind 15K auch OK oder ?

EDIT: ich habe mir das übrigens von
http://comwebnet.weimars.net/index.php?option=com_content&task=view&id=38&Itemid=99999999
abgeschaut. da scheints zu funktionieren

http://comwebnet.co.funpic.de/Ladungspumpe/Splan.JPG

[PICture]

Hallo Besserwessi!

Du hast natürlich Recht, ich habe die Vcc Spannung irgendwie übersehen. Wenn die Initialisierung schnell wird, sollte nichts schlimmes passieren, sonst müsste man ein Inverter mit pull-up (Rb) am Eingang schalten.

MfG

Vcc
+
|
+------+--------+
| | |
.-. .-. |
Rb| | Rc| | |
22k'-' 1k'-' R2 |
| | __ |<
| +-|__|-|
| | 10k |\
| | |
| | +-----> zur Kaskade
| | R3 |
| | __ |/
| +-|__|-|
Rs | | 10k |>
__ | |/ |
vom µC >-|__|-+----| ===
1k |> Gnd
|
===
Gnd

[Besserwessi]

Das Problem mit dem Offenen Eingang könnte man schon lösen wenn man R1 oder R4 wegläßt. Dann ist bei offenem Eingang der eine Transistor leitend der andere sperrt. Wenn man R1 und R4 relativ klein macht könnte man es auch hinkriegen das dann beide sperren.

Die Schaltung mit den Emitterfolgern, so wie im Schaltplan von Maddin sollte auch funktionieren, allerdings wird da die erzeugte Spannung etwas kleiner weil nochmal 0,6 V für die Basis-Emitterstrecke verloren gehen. Aus dem ersten Plan war nur nicht viel zu erkennen.

[PICture]

@ _maddin

Ja, das müsste funktionieren. Die Ausgangsspannung wird um ca. 0,6V pro Kaskadenstufe niedriger als bei meiner Schaltung, dagegen aber gibt es keine Probleme bei Initialisierung des µCs.

MfG

[_maddin]

also ihr meint, die schaltung müsste so gehen. was kann dann schiefgegangen sein?
übrigens: ich versorge das ganze mit ca 6...9V und dann über nen 7805. kann man sich das zunutze machen und einige stufen weglassen ?

[Besserwessi]

Man könnte die etwas höhere Spannung nutzen, dann käme man wohl mit 4 Stufen aus, hat aber keine Stabile Spannung mehr.

Mit 6 V wird auch der 7805 nicht mehr richtig regeln.

Eigentlich sollte die Schaltung so ja funktionieren. Da muß irgentwo ein Unterscheid zwisichen theorie und praxis sein. Sei es ein defektes oder falsches Teil. Wie sieht denn die Spannung nach der ersten Stufe aus ?

Die Dioden BY201/2 sind übrigens der richtige Typ: Schnelle dioden für 1 A und bis 200 V. Da sollten auch höhere Frequenzen drin sein.

[shaun]

Fängt das Problem nicht schon damit an, dass im Beispiel-Schaltplan ein komplementärer Emitterfolger zu sehen ist, während der OP eine selbtszerstörende Transistorschaltung vorstellt?

[_maddin]

Wie sieht denn die Spannung nach der ersten Stufe aus ?

die spannung nach der ersten stufe liegt bei ca 3,...V, nach der zweiten bei 6,...V usw bei der letzten bei 17,...V
die 23 V hatte ich gemessen als ich den uC direkt an die ladungspumpe zu testzwecken gesteckt hatte (war auch noch ne andere platine), aber da war natürlich keine hohe stromstärke zu erwarten, deshalb die transistoren, mit transistoren waren es dann wie gesagt nur noch 17V im leerlauf.
also im leerlauf macht die schaltung schon was sie soll, an jeder stufe wird die spannung um 3,...V erhöht.

@shaun warum selbstzerstörend ?

[shaun]

Hatten wir das nicht schon? Oben PNP, unten NPN - sobald die Leitung vom Controller nicht >4,4V bzw <0,6V ist, leiten beide. Das knallt gut!

[_maddin]

>>sobald die Leitung vom Controller nicht >4,4V bzw <0,6V ist.
das kommt aber nicht vor. wenn beim controller reset high ist, liegen ca 0,2V an der basis beider transitoren an.

[Besserwessi]

Die etwa 3 V je Stufe sind etwa das was man erwarten kann. Durch die Transistoren verliert man in der Emitterfolger Version etwa 1,2 V (je stufe). Die Spannung sollte aber bei Belastung nicht so stark Einbrechen. Die Wechselspannung die man an den Emmitern der Transitoren mißt sollte bei Belastung nur sehr wenig kleiner werden. Bei etwa 50-200 Hz sollte man das mit einem DVM nachmessen könen.
Die Frequenz sollte sonst nicht so niedrig liegen, 1 kHz oder so sollten das schon sein.

[PICture]

Hallo!

@ _maddin

Ich erstelle alle meine Skizzen mit dem Programm AACircuit v1.28.6 beta 04/19/05 von www.tech-chat.de. Zuletzt habe ich nur die Symbole in der Bibliothek verändert.

MfG

[_maddin]

@PICture Dankeschön ! das programm gefällt mir.

@Besserwessi
>>Die Wechselspannung die man an den Emmitern der Transitoren mißt sollte bei Belastung nur sehr wenig kleiner werden.

die spannung, die an den emittern anliegt, also am eingang der kaskade, wird tatsächlich nur minimal kleiner. die spannung, die am ausgang der kaskade anliegt wird hingegen deutlich kleiner. das ist echt zum haareraufen...

mfg

[Besserwessi]

Wenn die Spannung hinter der Treiberstufe nicht einbricht, dann sollte die ja in Ordnung sein.
Bei der Kaskade kann eigentlich nicht viel schiefgehen. Ein Kondensator zu klein (? defekt), oder die Frequenz zu niedrig. Bei 100µF und 1 V Spannungseinbruch je Stufe und 1 kHz Frequenz sollten immerhin schon rund 50 mA fließen können. Bei weniger Strom sollte die Spannung entsprechend weniger einbrechen. Ist aber auch nur 1 Elko zu klein kann eine ganze Stufe wegfallen.